Il existe, dans le domaine des communications de loisir, bon nombre de formes d’ondes propriétaires soumises à licence et généralement liées, pour pouvoir fonctionner, à des réseaux d’opérateurs. PMR, DPMR, D-Star, System Fusion ne sont que quelques uns de ces protocoles captifs

Les radioamateurs –qui ne souhaitent inféoder leurs communications ni aux services d’un TelCo ni à une quelconque autorité de certification autoproclamée- ont développé leur propre standard de modulation “voix numérique”, FreeDV. Et ce notamment grâce au talent de David Rowe VK5DGR, le soutiens d’un des pères de l’Open Source et de Debian Bruce Perens K6BP, aux encouragements de Phil Karn KA9Q (père du premier TCP/IP Open Source et CTO de Qualcomm), Brady O’Brien KC9TPA… et quelques dizaines d’autres bonnes volontés.

Sans entrer dans les détails techniques, FreeDV peut être considéré comme une “boite noire” intercalée entre le micro de l’émetteur et l’émetteur lui-même. Boite noire dont le rôle est de numériser la voix, et fournir un signal acceptable par la chaine d’émission, qu’elle soit en bande latérale unique ou en FM. Le correspondant, quant à lui, doit posséder un décodeur similaire fonctionnant en réception, et capable de traiter le signal pour reconstituer le message vocale de la station émettrice. Précisons au passage qu’il n’existe pas une seule forme d’onde FreeDV, mais une collection de types de modulation, exploitant des largeurs de bande variables, des taux d’échantillonnage également variables (de 700, 800, 1600 et 2400 bits/s), et adaptés tantôt à la SSB, tantôt à la modulation de fréquence bande étroite.

La cuisine logicielle

La réception d’un signal FreeDV ne demande pas énormément de moyens. Une clef RTL-SDR associée à un convertisseur “déca” –ou pas, car FreeDV se développe également dans la bande VHF-, un logiciel de décodage

 

FreeDV client

et un câble audio virtuel capable de “brancher” la sortie audio du logiciel de réception sur l’entrée du décodeur

vb cable config

…. reste à trouver une station émettant en mode numérique pour décoder le flux.

Ci-dessous, une réception en FreeDV 800XA sous Windows, avec une clef Airspy, un downconverter bricolé maison et le logiciel SDR-Sharp

success 800XA

Un examen attentif du spectre du signal facilite la reconnaissance du type de modulation adopté. Le décamétrique, est le royaume des émissions en FreeDV 700 B et C, 800 XA et 1600 b/s. Ci-après, respectivement, la réception d’une émission en 1600 bits par seconde –l’on voit clairement une densité d’information plus importante sur le spectre…..

success 1600

… et une communication en mode 700B, nettement moins surchargée.

success3 700B

A l’émission, la méthode de configuration est sensiblement identique –le signal du microphone est aiguillé vers le logiciel encodeur FreeDV, lequel envoie le signal numérisé vers l’’entrée “modulation numérique” du transceiver. Il faut avouer que l’opération est considérablement plus simple avec une radio logicielle telle qu’OpenHPSDR (ci-dessous) ou HDSDR.

La seule et principale difficulté est de ne pas confondre les canaux d’entrée et de sortie… le fil rouge sur la borne bleu, le fil noir sur la borne verte…. ou l’inverse.

config freedv tx annotate

La cuisine matérielle

Si l’on ne possède qu’un transceiver “old school”, il existe deux possibilités

– Soit l’on construit –ou l’on achète “tout fait” un boitier qui se branche sur les prises micro et sortie audio de l’émetteur-récepteur

sm1000e

Pour l’heure, un seul modèle est disponible, le SM1000 de Rowetel. Un modèle 2000 devrait sortir courant 2017. Le prix d’une telle extension gravite aux environs de 200 euros

– Soit l’on possède un ordinateur qui sera relié à l’émetteur… selon l’inspiration du moment. Par un câble entre l’entrée ligne de la machine et la sortie “digital audio” du TX-RX, ou bien via le connecteur USB qui délivre un signal I/Q –de plus en plus de XMTR sont ainsi équipés. L’on peut également modifier le transceiver avec une clef SDR (réception uniquement) ou un SDR “de fréquence intermédiaire” genre Softrock (émission-réception). Ces modules doivent être branchés sur la plus haute des F.I. afin de convertir les signaux analogiques reçus en signaux I/Q et lycée de Versailles. De cette modification l’on extrait des signaux I/Q récupérés soit via une liaison USB soit via des câbles audio branchés sur la carte “son” de l’ordinateur. Le reste de la chaine de traitement est purement logicielle, –HDSDR, PowerSDR, Rocky, SDR-Sharp, Quisk, GnuRadio, QTradio, Linrad, GQRX… on a l’embarras du choix, d’autant plus que les binaires FreeDV sont disponibles sous noyau Windows, Linux et OSX.

Principales ressources

FreeDV se télécharge (binaires, sources, spécifications) depuis le site FreeDV (http://freedv.org/tiki-index.php)

Les évolutions et informations relatives à de nouvelles intégrations –ainsi le 2400 b/s pour transmissions FM- sont diffusées généralement via le site de David Rowe (http://www.rowetel.com/)

La recherche d’un correspondant peut être grandement facilitée en utilisant le “qso finder”, un “cluster pour expérimentateurs” hébergé par K7VE (http://qso.freedv.org/)

I

I gat the music in me…

Publié: 13 mars 2017 dans SDR

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PowerSDR mRX, aka “openhpsdr”, version “ouverte” de PowerSDR, possède depuis un peu moins d’un an une extension logicielle destinée à interfacer n’importe quel périphérique Midi avec les commandes CAT du logiciel. A l’origine de cette idée, un radioamateur Allemand,  Tobias, DH1TW, idée reprise par les développeurs du projet HPSDR. Désormais, le tableau de paramétrage établissant la correspondance des ordres Midi et CAT se trouve sous l’onglet Setup/CAT Control/Configure Midi

.. et précisément, le site de vente PàP “Le Bon Coin” regorge de consoles Midi pour Disk Jockey Hercules, dont les prix varient entre 10 et 40 euros. Ca ne fait pas cher au bouton  de contrôle. Les amateurs les plus exigeants peuvent brancher une table professionnelle… simple question de moyen

Seule ombre au tableau, le fastidieux travail qui consiste à imprimer et découper des étiquettes autocollantes (ici, un film vinyle Oracal réalisé à l’imprimante laser)… et de choisir la disposition la plus ergonomique selon les goûts de chacun.

Amplificateur 20W G6ALU sauce VK3PE

Publié: 26 février 2017 dans Picastar, SDR

Glenn VK3PE a travaillé sur une variante de l’ampli 20 W de G6ALU connu de tous les bricoleurs du monde décamétrique

http://www.radio-kits.co.uk/radio-related/20W_PA/index.htm

Le principal défaut de cet ampli réside dans le choix du tout premier transistor, quasiment introuvable de nos jours, et qui, de toute manière, n’apporte pas toujours le gain espéré. Glenn a donc décidé de remplacer ce transistor par un MMIC, simplifiant du coup les éventuels calculs d’impédance d’entrée de l’amplificateur.

Le reste est très classique. Le MMIC apporte 20 dB de gain selon l’hybride utilisé, le premier push-pull de RD6HHF1 ajoute 23 dB de gain, le second pushpull passe la seconde couche avec 20 ou 21 dB grâce à des RD16HHF1 –ou RD16HVF1 si l’on compte couvrir le 50 MHz. Les transformateurs de sortie utilisent des binoculaires plus petites que celles utilisées par G6ALU.

Au total, cet amplificateur présente donc un gain de 60 dB (63 dB moins 3 dB “consommés” par un atténuateur 3 dB de stabilisation d’impédance d’entrée). Il peut donc sortir entre 15 et 20 W à partir d’un signal d’environ –13 dBm , ce qui est très exactement ce qu’il faut pour attaquer le PA 150 G6ALU dérivé de la note d’application AN762 de Motorola, réalisation signée par le pape du transfo HF, Helge Grandberg K7ES.

Attention cependant : le gain total frisant les 60 dB, un signal de –13 dBm poussera l’ampli à sortir 47 dBm, soit 50 W… l’appel de courant transformera les transistors en grillade. Ne pas chercher à dépasser les 43 dBm, soit en diminuant l’excitation au niveau des réglages de la fréquence intermédiaire, soit en renforçant l’atténuateur d’entrée, soit en choisissant un mmic moins généreux de 4 ou 5 dB.

A noter que la valeur des composants du circuit de contre-réaction du second push-pulll ont été perdues dans le crash d’un disque dur… les plus prudents peuvent faire l’impasse et monter cette section en “version originale”.

Le schéma peut être téléchargé sur le site de Glenn à l’adresse http://www.carnut.info/6m_modified_G6ALU_PA/MODIFIED_g6alu_pa_SCH_experimental_.pdf

mécaniquement, le pcb, plus petit que celui de G6ALU, a une taille équivalente à celle d’un radiateur de processeur “slot A”

20W

une fois les trous de fixation repérés, alésés et taraudés, il est nécessaire de tailler des colonnettes d’appui en aluminium pour que les rappels de masse entre pcb et chassis soient le plus francs possible. 

ampli 20 fixation

Attention, les entretoises situées sur les transistors sont moins longues d’environ 1,6 mm

 

Ampli final

le blindage en clinquant est ensuite soudé sur le bord du circuit imprimé, après avoir prévu les perçages des deux bypass (alimentation, bias) et des deux prises d’entrée-sortie. Après une soudure stakhanoviste des composants restants, il ne reste plus qu’à brancher et régler le bias.

Certains radiateurs de Pentium  sont équipés d’une sonde de température logée dans l’épaisseur de la semelle. Des ventilateurs 3 ou 4 cm de diamètre peuvent également être vissé directement sur le dissipateur. Mais a priori, cet amplificateur dissipe nettement moins de chaleur qu’un Pentium II, et cette précaution s’est avérée inutile dans mon cas.

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La dernière photo montre clairement les débords du pcb facilitant la fixation de l’ampli sur la face arrière d’un transceiver ou sur les rails internes du coffret.

 

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L’amplificateur G6ALU originel peut également être modifié pour que l’étage d’entrée soit remplacé par un MMIC

preamp

Sur la gauche du circuit un pad de 3 dB de stabilisation d’impédance, au centre le MMIC, sur la droite le circuit de bias et sa self. Le pcb a été conçu pour que la sortie soit dans l’axe du primaire du second transfo (attaque du premier push-pull de RD6HHF1)

L’étage d’entrée de l’ampli G6ALU classique est supprimé, et remplacé par le “pcb MMIC”. Rappels de masse énergiques sur 4 points, suppression du premier transfo, modification du second conformément aux instructions de Glenn VK3PE

La chose est plus longue à décrire qu’à installer.

modif g6alu

Ci-dessous, en orange, le gain du G6ALU originel (avec un BF199 en transistor d’entrée, avant modification “MMIC”). En bleu, le gain de la version VK3PE. 6 à 8 dB d’écart entre les deux versions. La graduation 1 en abscisse correspond à une fréquence de 1 MHz, la graduation 10 à 30 MHz

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Les transfos de sortie du G6ALU “rouge” modifié par VK3PE ne permettent pas d’élargir la bande passante en utilisant les astuces de DK5LV. En revanche, le gain est très nettement amélioré et la réponse en fréquence un peu plus plate. Un changement de valeur de la capacité de compensation devrait redresser le niveau sur les bandes hautes, mais probablement au détriment des fréquences basses.

Angelia, beginning of a long journey

Publié: 20 février 2017 dans SDR

Today, February 20th, we have received a small batch of Angelia SDR board and the 10MHz buffer/switching module (small pcb on the lower right corner)

It’s an 8 layer board full of BGA’s, QFN, QFP, exotic and expensive components. More info on the Apache Labs web site https://apache-labs.com/al-products/1031/Angelia-Assembled–Tested.html

At first glance, it is obvious that the board we received is different from the commercial version shown on the Angelia page.

angelia

The board itself is smaller than I thought, with an impressive density of devices. 6 boards, 6 happy hams, and a long and complex project. We’ll have to assemble the rig from component level (and make it run), design a new version of the Alexiares filter board, choose and build a medium to high power SSPA with all the “bells and whistle” you can imagine (protection and control for VSWR, overvoltage, overcurrent, input power limitation, power supply filtering, “pure signal” coupler etc)

The first phase will probably takes one year.

The tools we’ll have to use are definitely “overkill”. One could not solder BGA’s like simple SSOP, that’s the reason why the Electrolab is equiped with eavy-duty relow oven with a nice pick and place workstation.

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a thin deposit of solder compound is put on each solderpad with a stencil. Surface mount component are then placed one by one with the pick’n place station

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Temperature parameters are set and controled, following the different soaking and reflow phases

Most of the passive and “big” SOIC/SSOP/SOT23 ICs will be soldered with a good old soldering iron

filtre pour GS35b

Publié: 20 janvier 2017 dans Non classé

Sur une initiative de F1FLY, un petit filtre d’adaptation d’impédance pour un ampli à base de GS35b, tube russe capable de développer 1500 W mini avec une excitation de 100 W.

Ce filtre sert essentiellement à adapter l’impédance de sortie de l’émetteur-récepteur qui sert d’exciteur, et l’ampli dont l’impédance d’entrée semble assez sensible aux variations d’impédances

Le schéma ne présente strictement aucune originalité

filtre schema

Chaque filtre en PI est commuté par deux relais, eux mêmes commandés par une tension commutée de 5V. Un montage par commutation du commun, à l’aide d’un ULN2803 par exemple, aurait nécessité de router deux fils vers chaque relais : commun commuté et 5 V pour chaque bobine. Ce design est donc plus économique  en termes de pistes et ne coûte que quelques FET en plus coté carte de pilotage.

cuivre

Le “cuivre” du montage. Les puristes peuvent prévoir un blindage de séparation  entre l’entrée et la sortie (sur la surface inférieure) sans risquer de court-circuit

Chaque relais est sécurisé par une diode de roule libre, chaque fil de commande est terminé par une capa de 100 nano. Les composants sont de type CMS chaque fois que c’est possible. Les cellules en PI peuvent accepter soit des capas mica argenté, soit des condensateurs porcelaine genre ATC.

filtre 3D recto

La carte peut supporter  10 filtres en tout. Un léger espace, situé entre la cinquième et la sixième cellule permet de couper le pcb en deux parties égales et de les monter en “piggy back”, séparées par un léger blindage. Le sandwich pcb/blindage/pcb est maintenu par des entretoises de 3 mm ou moins. les liaisons entre cartes sont effectuées par du câble coaxial telflon/argent de 3mm. la commande des différents filtres, sur carte d’un seul tenant ou coupée, passe par un câble en nappe aboutissant sur une paire de connecteurs Molex série KK

Sur la partie droite de la carte, on remarque une résistance et une  self d’arret. C’est l’arrivée du circuit de mouillage destiné à diminuer le plus possible les résistances de contact des relais

filtre 3D verso

Coté verso, on voit l’emplacement des câbles coaxiaux d’entrée et sortie, selon les différentes configuration physiques souhaitées, ainsi que les diodes de roue libre, les condensateurs de découplage et les “grosses” capas CMS qui peuvent remplacer les “mica argenté” (céramique multicouche à Q élevé ou capas porcelaine, catalogue Rota Franco)

Hermes Lite by KF7O

Publié: 24 novembre 2016 dans Filter mobo, SDR

I never mentionned it on this blog or on the Electrolab’s Wiki, but some time ago, I built an Hermes Lite SDR. It’s a nice piece of hardware that Steve KF7O gave to the community. I said “gave”, because it’s a full open hardware, open software project.

This rig is a true DDC/DUC SDR, with a 12 bits/60 Megasamples ADC (an Analog Device AD9866 transceiver on a chip). It gaves me hours of fun, and could be used as a serious baseband bedrock for many extensions (transverters, power amps etc).

From a software point of view, this small and low cost SDR is fully compatible with the TAPR’s Hermes high-end system. It could be followed with any kind of Hermes client software, like OpenHPSDR GNUradio, GHPSDR3-Alex….

double réception hl deca

This is a snapshot of a dual RX config. of OpenHPSDR behind the Hermes Lite

The total cost of this system is around 100 to 150 $/€. The version I built (the one here described ) is allready deprecated, and will be soon replaced by a compact, monoboard 2.0 edition.

Anyhow, let’s take a short tour of this project

 

cote hermes

On top, the BeMicro SDK “usb key”, supporting the FPGA. The Hermes lite itself is the small green board located on the right of the BeMicro, followed by a simple output board (two transformers winded on binocular).

On the lower side, a bandpass filter (tcheb) originally designed for the Softrock Mobo 6.3 project. This bandpass filter is used in transmit mode only. Different receive tests show no difference between an “barefoot” Hermes Lite and a filtered one.

The bandwidth of each filter has been enlarged to lower insertion losses

Hermes Filter bw 1-8 to 24-3 MHZ

On the right of the case, a 10 W power amplivier (a TAPR’s original Pennywhisle).

As the Hermes Lite is note able to directly drive the Pennywhisle, a 20 dB/1W driver, using a single operational amplifier (OPA2677)  is inserted between the rig and the amp

amp recto

This home made amp has been designed to fit into low profile machined cases (former MCL 3dB hybrid couplers sold a few $ on eBay)

pennywhistle2

The pennywhisltle itself is mounted on the rear panel. A better amp, like the 20 W G6ALU (particularly VK3PE Glenn’s version) would have been more suited… but I keep this amp for the H.L. 2.0

So far, this combination gives good results and can drive a 300 W PEP power amp without problems

 

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On the other side of the case, a CW Curtiss Keyer (former MFJ keyer), the linear power supply (as Steve said : “lot’o heat”… but with a good and silent fan, it works as advertized.

The brown board with 5 connectors is the switching interface between the Hermes Lite and the filter board

ULN sw

This is a quick and dirty hack with an ULN relay driver.

…épisode ou l’on passe aux choses sérieuses et qui prennent beaucoup de temps, ce qui explique la période de relative accalmie qu’a traversé ce blog.

Les choses sérieuses sont celles que la majorité des radioamateurs déteste : la mécanique. Fixer les boitiers alu prévus par bg6khc est un véritable casse-tête. L’autre problème était de trouver un boiter assez imposant pour y loger :

– l’électronique de l’analyseur de spectre et ses accessoires, notamment le filtre à cavité, ainsi que ses extensions prévues (ampli tampon du générateur de suivi, platine de commande des relais de commutation, filtre passe-bas de sélection 1/2GHz, filtres à quartz et leurs commutations, atténuateur pas à pas d’entrée ou de sortie (coté RX ou coté TG), éventuel fréquencemètre du TG…

– une carte d’ordinateur

– une carte son évolué qui servira de géné BF

– l’analyseur vectoriel de DG8SAQ

– le relayage de mesure direct-réfléchi et d’inversion de sens de mesure de DUT

et s’il reste encore un peu de place une alimentation 12 V conséquente pour donner à manger à tout ce petit monde. Alimentation optionnelle, car le MSA n’aime pas trop la chaleur et préfère de loin une “régulation série” externe.. rien n’est encore décidé.

Toutes les pièces sont donc réunies pour monter une sorte de “centrale de mesure de signaux périodiques”. Le MSA assure lui-même le rôle d’analyseur de spectre, d’analyseur scalaire, d’analyseur vectoriel, de géné HF (grâce au générateur de suivi). l’intégration du VNWA ajoute un second analyseur vectoriel possédant une interface plus ergonomique que celle du MSA. La carte son sert à la fois d’usine à traiter les signaux délivrés par l’analyseur vectoriel DG8SAQ et pourra également être convertie en géné BF, analyseur de spectre BF, géné deux tons et autres fonctions audios via les multiples logiciels que l’on trouve un peu de partout.

Mon  dévolu s’est jeté sur un rack 19 pouces 4 U (excusez du peu) d’origine Schroff en promo chez un vendeur en ligne. Le premier travail a consisté à installer la carte mère qui servira à fournir l’IHM des instruments de mesure intégrés. Comme il fallait le prévoir, j’ai commis une erreur dès le premier jour en décalant un peu trop la position de la carte son. Soit j’achetais une nouvelle face arrière, soit j’attaquais l’épaisseur de la paroi latérale… mon coté Attila m’a poussé à adopter la seconde solution.

 

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Inutile de préciser que le plus compliqué a été de percer les trous nécessaires au passage de commande de la carte son

 

IMG_7058

… et de réaliser la découpe rectangulaire des sorties ordinateur IMG_7061

C’est de ce côté que sera également installé le boitier de l’analyseur vectoriel DG8SAQ, en version “amovible” au cas ou j’ai besoin de faire quelques mesures en portable. L’autre moitié du boitier doit recevoir les modules du MSA. Lesquels seront fixés sur des plaques en alu destinées à faciliter le démontage de l’ensemble en cas de modification ou de réparation. La disposition a été longuement cogitée… au début, ce n’était pas franchement évident :

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Meugneu meugneu… un truc comme çà ?

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Après réflexion, une sorte d’agencement pas franchement idéal mais optimisé s’impose : la carte de commande contre la cloison arrière pour que le port parallèle soit accessible, les modules “basse fréquence” travaillant en courant continu ou à 10,7 MHz sont regroupés sur ce même plateau, et les étages HF “gigahertz” –PLL, DDS, mélangeurs- seront regroupés pour éviter les liaisons trop longues vers la face avant. Le tout est agencé sur deux plaques d’alu indépendantes, glissées dans une rainure latérale du rack d’un coté, et maintenues par une seule et unique vis de l’autre. Le démontage d’une des plaque ne demandera que de débrancher quelques connecteurs et d’enlever un écrou

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Les modules seront donc percés, taraudés, vissés sur deux plaques d’alu. Les vis photographiées ne sont pas celles utilisée : elles ont été remplacées par des 2,5×4, plus discrètes et moins “plongeantes” dans le blindage.

 

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Selon toute probabilités, le filtre à cavité se logera sur une autre plaque latérale… sa fixation n’est toujours pas mise au point.

Phase II

Commençons le câblage. L’avantage des plaques de montage, c’est qu’elles facilitent les interventions sur des “blocs fonctionnels” distincts. Je décide d’attaquer la partie la plus “binaire” et la moins “signal”, autrement dit le câblage des détecteurs et convertisseurs (log, CAN, phase)et les alimentations.

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En arrière plan, on distingue la seconde platine “UHF” qui, entre temps, s’est fait légèrement modifier pour accueillir deux ou trois relais coaxiaux 24V/17 GHz.. on est encore loin de la disposition définitive.

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L’affaire se corse un peu avec les fils de commande… il commence à y avoir du monde qui passe des connecteurs de la carte de commande aux modules déjà montés. A noter que, durant cette “mise au propre”, la loi de Murphy a frappé : deux modules (le détecteur log et le premier DDS) sont tombés en panne, et m’ont fait perdre une journée de test  : dans les deux cas, un fil de commande était coupé à raz d’une soudure, à l’intérieur du boitier. IMG_7101

S’engage alors simultanément une reprise des procédures de test “as you build” : un œil sur l’écran, un autre œil sur le module en cours de test, un troisième œil sur le voltmètre, un quatrième sur le fréquencemètre, un cinquième sur le milliwattmètre histoire de vérifier que les niveaux correspondent bien à la doc “as advertized”… Les premiers essais en câblage “volant” m’ont appris au moins une chose : séparer les fils d’horloge distribuée (toron orange sur la photo), et router chaque fil de commande sur une paire torsadée pour éviter le moindre accrochage. Dans tous les cas, une perle de ferrite (à l’intérieur de chaque boitier) est enfilée sur le conducteur central de chaque by-pass.

filtre à quartz

Satisfaction suprème : même si la courbe est abominable, le programme interagit avec le hardware et la première courbe de réponse en fréquence de mon filtre à quartz s’affiche sur l’écran du MSA. La commutation “vidéo” fabrication maison à quatre positions fonctionne à merveille… pas normal que tout tombe en marche aussi facilement.

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La chose devient un peu plus compliquée lorsque le premier lot de modules est testé et qu’il faut commencer à associer les mélangeurs, le filtre à quartz (toujours à l’état de prototype), l’atténuateur pas à pas, les bidules et les machins. Très rapidement, la table se transforme en un B…l innommable, et les fils se chevauchent pour former une sorte de nœud de vipères.

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On en profite au passage pour améliorer un peu l’isolation entre ports des mixers, dont le routage n’a pas franchement été soigné par bg6khc. Le jour ou je décide de moderniser le MSA, j’utiliserais un transfo un peu plus performant et surtout un pcb totalement “microstrip 50 Ohms”

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Les mélangeurs une fois testés, il faut passer aux choses délicates, a savoir les DDS et les PLL. Tout comme pour le premier plateau, on commence par le câblage des alims. HF oblige, on y trouve un peu plus de perles de ferrite et des rappels de masse boulonnés plus nombreux. Les modules sont alimentés en 10 V, les VCO des PLL reçoivent du 20 V, les relais de commutation du 24/28V impulsionnel (relais latchés)

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Pour l’instant, tout à l’air encore trop propre pour être honnête. Le lecteur attentif aura remarqué que la plaque de support a une fois de plus été modifiée et pliée. De la gauche vers la droite, ont été fixés : le relais FWD/REVerse, un relais transfert d’inversion de DUT (mesure des paramètres S en mode VNA) et un relais de commutation de bande du générateur de suivi selon le mode 0/1, 1/2 et 2/3 GHz. La section 24/28V, de l’autre coté du blindage, ne fraye donc pas avec les fils de signaux.

C’est tout pour aujourd’hui.

Un nouvel OM vient de “plonger” dans le projet MSA et se lance dans la collection des composants exotiques.

Parallèlement, coté Electrolab, un développeurs gourou du VHDL commence à réfléchir à l’ajout d’un FPGA qui remplacerait en gros tout ce qui se trouve sur la première platine : carte de commande, détecteur log, convertisseur A/N, détecteur de phase, filtre FI (et sa commutation).. FPGA qui ajouterais par la même occasion une foultitude de fonctions annexes et surtout améliorerais les performances de l’appareil. Mais les travaux concrets ne seront entamés qu’une fois le premier analyseur “parisien” achevé.

Epilogue de l’Episode (IV)

J’en profite au passage pour signaler que F1CHM, l’homme qui soude plus vite que son ombre à l’ouest de La Garenne Bezon, est en train d’attaquer la dernière ligne droite. Son MSA est quasi achevé. Il n’intègre pas d’ordinateur, ce qui lui permet d’utiliser un rack 2U. Et ses premières mesures sont encourageantes.

Rack

On reconnait bien la “patte” du pro de l’électronique : du travail rapide, un câblage propre (je ne parle pas des écheveaux de cordons coax… c’est un provisoire destiné aux premières mesures).

… du site internet, cela va sans dire. Je ne m’étendrais pas sur la construction des modules du MSA dans le détail, nous avons consacré tout un Wiki pour çà. Il s’agit là d’un travail ne nécessitant la possession d’aucun neurone actif. Seuls les point un peu particuliers vont faire l’objet d’une remarque ou d’une macrophotographie spéciale.

Passons en revue tout d’abord les éléments qui se soudent, se branchent et qui tombent en marche automatiquement, sans modification aucune nécessaire.

L’oscillateur maitre de l’analyseur de spectre est une horloge 64 MHz pilotée par un TCXO. Un simple quartz CMS peut parfaitement faire l’affaire, puisque le logiciel dispose d’une procédure capable de rattraper un éventuel décalage de la fréquence générée. Cet oscillateur est bufferisé et sert de référence aux deux DDS et à la seconde PLL fixe (qui doit délivrer une fréquence de 1024 MHz très exactement). De sa stabilité dépend la qualité de l’appareil

Master_osc

La carte de commande principale est chargée de jouer les interfaces entre l’ordinateur et les modules du MSA d’une part, et de fournir diverses tension (10, 5, 24 Volts) aux différents étages. Un filtre à quartz “de secours” est même prévu pour faciliter les premiers réglages, mais ne sera pas utilisé lors du fonctionnement normal de l’appareil.

Divers blindages manquent encore sur ces photos. Notamment celui entourant le convertisseur 12/24 V. La seule difficulté de montage vient du fait que BG6KHC a utilisé des C.I. latch en SOIC “empreinte étroite” qui ne sont pas disponible en Europe… ce qui oblige le monteur à replier les pattes des circuits pour pouvoir les souder.

CI_command_board_small

A gauche, un CI dans son état normal, au centre, un CI avec ses pattes recourbées sous le “ventre” du boitier, à droite, un CI soudé.

Carte_Commande_MSA_small

Sans fil, l’électronique est toujours d’une sobre beauté. C’est après que çà se gâte.

La différence “avant câblage” et “durant les tests (ci-dessous) montre l’écheveau de fil nécessaire au pilotage et à l’alimentation de l’analyseur de spectre. IMG_6912

Allez, un petit dernier pour la route…

Les platines DDS 1 et 3 Nul ne sait ce qu’il est advenu de DDS2… il a disparu dans les cartons à projets de Scotty Sprowls. Ces DDS reposent sur un oscillateur local fixe et sortent une fréquence très légèrement variable  (+/- 5 kHz)  autour de 10,7 MHz. Cette légère variation de fréquence n’est utilisée que pour compenser de légers écarts de fréquence liés aux variations de caractéristiques des composants et aléas d’étalonnage de l’analyseur. La sortie est filtrée par un filtre à quartz 2 pôles de 15 kHz de bande passante. Ce 10,7 MHz servira à son tour d’horloge de référence pour les PLL jouant le rôle d’oscillateurs locaux (générateur de tracking, oscillateurs de mélange ),chacun couvrant aux environ de 0, 1 kHz à 1 GHz (enfin…. pas exactement, mais ce raccourci est nécessaire si l’on ne veut pas s’étendre sur les modes de fonctionnement du MSA).

 

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En haut, le DDS 1 avec ses blindages installés et soudés, en bas, le DDS3 avant pose des blindages. Un accrochage persistant m’a contraint à couper la piste de liaison entre le DDS et l’étage de filtrage/ mise en forme de signaux carrés, et de la remplacer par un bout d’UT85. Si j’avais à router une piste aussi longue, je pense que l’aurais fait avec un microstrip 50 Ohms.

Autre détail important, la prise “provisoire” nécessaire aux tests des DDS (la petite SMA située en milieu de carte, bordure du DDS 1) doit être la plus courte possible si l’on veut que la carte puisse entrer dans son blindage alu.

Nous laisserons durer un peu le suspense avant d’aborder l’examen des PLL… dont une seule sur trois est testée à ce jour. Quelques travaux de tôlerie (blindages divers) sont encore à effectuer avant que d’annoncer la suite palpitante de notre grand roman d’amour, d’étain et de coups de bourre MSA Episode IV : Un nouvel espoir (oscilleront-ils, n’oscilleront-ils pas ? )

 

A Suivre ….

Si les traces de signaux fantômes étaient délicates à régler lors du déroulement du premier épisode, l’attaque du clone des pcb de Scotty (originellement d’origine PCB Express, puis clônés par BG6KHC ) n’a pas été une mince affaire. Et plus particulièrement celui du module de conversion Analogique/numérique.

Le montage de la platine de conversion (CAN 16 bits) est asses simple. Seuls deux circuits SSOP peuvent donner du fil à retordre, mais rien qu’un peu de flux et de tresse ne puisse parvenir à résoudre

Conv_A-N

Cette platine est l’une des plus chargée en termes d’entrée/sortie. Outre les deux entrées provenant du détecteur log et du détecteur de phase (les deux SMA ne véhiculent aucun signal HF, seulement une tension variable), il faut prendre en compte : l’alimentation 10 V, les fils de commande provenant de la carte de commande principale (ACK, WAIT, Convert et CLK), et, dans la version de base, 6 autres fils destinés à être reliés à un inter double 3 positions qui règle la constante d’intégration du “filtre vidéo”. Ces 6 fils viennent se brancher sur les plots notés SW1 et SW2 sur le pcb ci-dessus.

 CAN_facade

Ca fait un peu trop de fils pour un boitier si petit. Les commandes vidéo peuvent être réduites à deux fils si l’on décide j’ajouter une carte de commutation électronique, qui remplace les inters et se fait commander par un mot de 2 bits.. 2bits, c’est deux fils… toujours ca de mieux que les 6 d’origine. Le montage du MSA à la sauce BG6KHC exige d’avoir des fonds de tiroir particulièrement riches en matière de capa traversantes et de traversées teflon de tout petit diamètre.

C’est le régulateur 5V du converstisseur A/N qui sert également à alimenter le détecteur de phase. Ce qui implique un repiquage de cette tension et l’ajout d’un by-pass supplémentaire sur la façade du boitier de blindage. Laquelle n’offre une surface exploitable que de 20mmx40mm.

La facade perforée comme le Mur de la Saint Valentin de Chicago, on passe au câblage des traversées et bypass…

Cablage_pll

… et de la carte. Ci-dessous, les deux fils gris ont été câblés en prévision d’un module de commutation vidéo extérieur….

CAN_cablage

Mais entre temps, j’ai décidé de jouer un peu avec Kicad et j’ai dessiné une carte de commutation vidéo assez petite pour se glisser à l’intérieur du boitier du CAN

Video_switch

Pour donner une idée de la taille de la carte, il suffit de savoir que le régulateur est un boitier dPack, que les circuits de commutation sont au format SSOP et que les passifs sont en 0603. La gravure a été obtenue avec le bon vieux procédé “toner transfert” et réalisée avec du papier Pulsar (espérer obtenir de la gravure fine en toner transfert classique et avec du papier ordinaire à ce niveau de finesse est assez aléatoire).

Ensuite, il reste à jouer les chirurgiens pour monter le “piggy back” sur la carte du convertisseur A/N

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One notera les rappels de masse énergiques entre les cotés des connecteurs SMA et le plan de masse de la platine de commutation. Les deux  liaisons de commutation Phase et Amplitude elles-mêmes sont invisibles, situées entre les deux cartes. Le dessin de la carte de commutation a été conçu pour que l’empilement soit dans l’axe des pistes “prévues pour” de la carte CAN.

La demi-heure suivante est passée à rechercher l’endroit ou l’on a “rangé” ce $@#!%% de blindage à la !*@&!, et on referme le tout

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après avoir câblé les sorties avec le bus de commande et les alims afin de vérifier le bon fonctionnement de l’ensemble

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Pour l’instant, le MSA n’a pas encore déclaré d’une voix rauque “LUKE, JE SUIS TON PERE !”. Donc tout va bien.

A suivre …

Premier et très rapide billet sur la construction de l’analyseur de spectre/ analyseur vectoriel conçu par Scotty Sprowls.

Résumé des chapitres précédents :  Un Wiki, hébergé et animé par le HackerSpace Electrolab de Nanterre (c’est la faute à Voltaire) offre à tout amateur de mesures Hautes Fréquence un manuel de montage et de réglage/étalonnage rédigé en Français. Il s’agit de la traduction la plus fidèle possible du site de Scotty Sprowls lui-même. Les manuels d’utilisation, dont la grande majorité a été rédigée par Sam Wetterlin , seront également traduits, au fil du temps.

Communauté de sujet oblige, les merveilleux articles de vulgarisation et d’apprentissage à l’usage du VNA, rédigés par Fred PA4TIM, seront également disponibles en Français.

Huit exemplaires de cet analyseur sont actuellement en cours de montage,  à des stades d’avancement divers. Ce qui suit n’est qu’une sorte de roman-photo décrivant les différentes étapes et points “clef” de la construction de mon propre exemplaire.

Structurellement parlant, un analyseur de spectre n’est rien d’autre qu’un gros poste radio à changement de fréquence (superhétérodyne disent les initiés… une technique inventée par Eugène Ducretet Lucien Lévy (merci à Laurent f6gox pour avoir signalé l’erreur) avant la guerre de 14). La seule différence avec un poste radio, c’est qu’au lieu de démoduler un signal, le dernier étage est chargé d’indiquer la puissance du signal “capté” sur une fréquence ou une plage de fréquence. Un analyseur de spectre est donc une sorte de wattmètre à affichage bidimensionnel, qui ne mesure que des puissances de signaux. A ne pas confondre avec un analyseur vectoriel qui ne mesure pas un signal mais les impédances complexes d’un composant. Tous deux tracent des courbes, mais le “bidule” que l’on met en entrée n’est pas le même. L’un n’est pas “supérieur à l’autre” (allez rapidement vérifier la présence de spurious d’un ampli avec un analyseur vectoriel…), tous deux sont indispensables.

La modernitude de notre époque nous permet d’économiser nombre d’écus en éliminant la partie “affichage” de l’appareil –au diable les tubes pas catholiques et néanmoins cathodiques- et de la remplacer par un ordinateurs. Lequel, au passage, se charge également d’assurer pas mal de fonctions de calcul fort pratiques lorsque l’on tente de mettre au point un filtre, une antenne, la partie amplificatrice d’un émetteur etc. Oscilloscopes, analyseurs vectoriels ou de spectre, générateurs de tous poils sont de plus en plus, de nos jours, pilotés via un port USB par un ordinateur “wintel” d’entrée de gamme.

La génétique des reprap/imprimantes 3D

Ah, un dernier détail enquiquinant : pour fabriquer un analyseur de spectre, il faut un autre analyseur de spectre –ou vectoriel-, ainsi qu’un bon milliwattmètre, un générateur HF calibré couvrant de 0 à 3 GHz/ 0 dBm à 0,01 dBm près… bref, une histoire d’œuf et de poule qui plongera les admirateurs de Buridan, d’Occam, de ses rasoirs (ceux qui rasent les oeufs) et de ses ânes dans une jubilation sans pareille

Premier élément situé tout de suite après le premier mélangeur du MSA, on trouve un filtre à cavité centré sur 1013 MHz. Ce sera l’objet du premier épisode de ce roman photo torride.

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Le lecteur attentif aura tout de suite saisi le coté “plomberie” des montages pour fréquences UHF. Le filtre, c’est le bidule en tube de cuivre. Il a été soudé au four. Mon four à refusion étant trop étroit, c’est la gazinière qui a fait tout le travail pour porter cette masse métallique à plus de 228°c, température de refusion de la pâte à braser. Le résultat extérieur est plutôt moche, mais la courbe de réponse, donnée par l’analyseur vectoriel (l’histoire de l’oeuf et de la poule, souvenez-vous) est acceptable. En théorie, la perte d’insertion affichée, après étalonnage du VNA, est de 8 dB (maximum tolérable… mon grand copain F1CHM parvient à moins de 2 dB de pertes… je le hai !).

La bande passante est de 2,5 MHz (à –3 dB), le niveau de bruit est à plus de 60 dB… je dis bien “en théorie”, car à 1013 MHz, on est proche des limites d’exploitation du VNA de DG8SAQ, et bien au delà de son régime de fonctionnement linéaire et fiable (lequel se situe plutôt aux environs de 500 MHz maximum).

Band filtering is a tradeoff… soit l’on opte pour une bande passante réduite et une bonne réjection des fréquences indésirables, soit on cherche à minimiser les pertes d’insertion et la largeur de bande s’accroit. en diminuant encore le couplage, la bande passante se transforme en lame de couteau avec des flancs très raides, mais le “ripple” du plateau s’accroit dangereusement… pas bon du tout en analyse de signal. L’idéal eut été de trouver un réglage “mi-1CHM, mi-6ITU”. Genre 3 MHz de largeur de bande, et plateau rectiligne sur la ligne des –5 dB. Le prochain filtre sera meilleur, je le sens.

La Smith (en bleu, centre écran) est conforme aux attentes, la courbe S21 marque un petit “creux” au centre du plateau (un peu moins de 1 dB). Une superbe inversion de phase se calle pile-poil en centre de filtre… as expected.

Les voyeurs peuvent se reporter à l’image suivante, encore moins habillée

cavité soudée

Je pense pouvoir grignoter un petit 0,5 dB en moins de perte d’insertion en ressoudant les prises SMA femelle d’entrée-sortie.

Bon, c’est assez pour le premier jour. Les chapitres suivants seront légèrement plus hard

A suivre …